本发明涉及一种功率因数校正装置、在该功率因数校正装置中使用的控制器和THD衰减器。该功率因数校正装置包括:转换器、与所述转换器连接以获取输入电压的控制器,其中,所述控制器包括用于自动THD优化的THD衰减器;所述转换器包括输入电流检测电阻、功率开关管和输出电路,其中所述输入电流检测电阻、功率开关管和输出电路形成反馈控制回路以维持输出电压恒定。实施本发明,该内置THD优化功能使得整个装置能够准确地偏置于设计的电压以用于THD优化,无需外部人工调节并且克服内部工艺偏差,一致性高。
1.一种功率因数校正装置,包括:转换器、与所述转换器连接以获取输入电压的控制器,其特征在于,所述控制器包括用于自动THD优化的THD衰减器;所述转换器包括输入电流检测电阻、功率开关管和输出电路,其中所述输入电流检测电阻、功率开关管和输出电路形成反馈控制回路以维持输出电压恒定;其中,所述输出电路包括输出二极管、输出分压器和输出滤波电容,其中所述输出二极管的阳极连接到所述功率开关管的漏极,阴极连接到所述输出分压器,所述输出分压器按比例缩小输出电压并将所述按比例缩小的输出电压提供给所述控制器,所述输出滤波电容与所述输出分压器并联以滤除开关纹波电压的高频成分并存储DC输出电压;所述转换器进一步包括:桥式整流器,所述桥式整流器连接到AC电压以获得整流正弦电压;整流主分压器,所述整流主分压器连接到所述桥式整流器以按比例缩小所述整流正弦电压以将所述按比例缩小的整流正弦电压提供给所述控制器;第一电容,所述第一电容与所述整流主分压器并联以用于滤波整流正弦电压的高频成分;升压电感,所述升压电感的副边线圈的第一端连接到控制器,所述副边线圈的第二端接地,所述升压电感的原边线圈的第一端连接到所述桥式整流器的输出端,所述升压电感的原边线圈的第二端连接到所述功率开关管的漏极;所述控制器包括:误差放大器,用于将所述按比例缩小的输出电压与预定基准电压的相比较,产生与比较差值相对应的电压误差信号;乘法器,用于将按比例缩小的整流正弦电压与电压误差信号相乘以生成正弦基准信号;第一比较器,将经所述输入电流检测电阻接收到的电流检测电阻的信号与正弦基准信号进行比较以生成设置所述功率开关管导通期的逻辑信号;过零检测器,用于生成边沿逻辑信号以开启所述功率开关管;RS-触发寄存器和栅极驱动器,共同用于生成模拟波形来驱动功率开关管并使得流经所述升压电感的电流波形接近整流正弦电压的正弦波形;THD衰减器,用于通过反馈控制设置不随工艺偏差改变的THD优化设定偏置电压,使得在所述整流正弦电压的波谷时,所述第一电容上残留电荷达到最小值;其中,所述THD衰减器包括:采样模块,用于采样所述乘法器输入为零时的输出失调电压信号;双向偏差补偿电压产生模块,用于接收逻辑控制模块产生的两个相反的电压信号,进而产生双向偏置电压信号;第二比较器,用于接收采样模块的输出失调电压信号与所述双向偏置电压信号之和值,并将该和值与所述THD优化设定偏置电压比较,以产生逻辑信号;逻辑控制模块,用于接收所述第二比较器输出的逻辑信号,产生所述两个相反的电压信号。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正装置,其特征在于,所述双向偏差补偿电压产生模块包括压控电压源、电流源、电流沉和第二电容;其中所述电流源和所述电流沉串联,所述第二电容与所述电流沉并联,所述两个相反的电压信号控制所述电流源和电流沉对所述第二电容充电或放电,进而产生偏置电压信号,所述压控电压源接收所述偏置电压信号和固定电压信号,进而产生所述双向偏置电压信号。
3.一种在功率因数校正装置中使用并合适用于获得自动THD优化的控制器,功率因数校正装置包括第一电容、输入电流检测电阻、功率开关管、输出电路以及升压电感,其中所述第一电容用于滤波整流正弦电压的高频成分,所述输入电流检测电阻、功率开关管和输出电路形成反馈控制回路以维持输出电压恒定,所述升压电感的副边线圈的第一端连接到控制器,所述副边线圈的第二端接地,所述升压电感的原边线圈的第一端接入经所述第一电容滤波整理后的正弦电压,所述升压电感的原边线圈的第二端连接到所述功率开关管的漏极;其特征在于,所述控制器包括:误差放大器,用于将按比例缩小的输出电压与预定基准电压的相比较,产生与比较差值相对应的电压误差信号;乘法器,用于将按比例缩小的整流正弦电压与电压误差信号相乘以生成正弦基准信号;第一比较器,将经输入电流检测电阻接收到的电流检测电阻的信号与正弦基准信号进行比较以生成设置所述功率开关管导通期的逻辑信号;过零检测器,用于基于所述升压电感的副边线圈的第一端的信号生成边沿逻辑信号以开启所述功率开关管;RS-触发寄存器和栅极驱动器,共同用于生成模拟波形来驱动所述功率开关管并使得流经所述升压电感的电流波形接近整流正弦电压的正弦波形;THD衰减器,用于通过反馈控制设置不随工艺偏差改变的THD优化设定偏置电压,使得在整流正弦电压的波谷时,所述第一电容上残留电荷达到最小值;其中,所述THD衰减器包括:采样模块,用于采样所述乘法器输入为零时的输出失调电压信号;双向偏差补偿电压产生模块,用于接收逻辑控制模块产生的两个相反的电压信号,进而产生双向偏置电压信号;第二比较器,用于接收采样模块的输出失调电压信号与所述双向偏置电压信号之和值,并将该和值与所述THD优化设定偏置电压比较,以产生逻辑信号;逻辑控制模块,用于接收所述第二比较器输出的逻辑信号,产生所述两个相反的电压信号。
4.一种在功率因数校正装置中用于自动THD优化的THD衰减器,功率因数校正装置包括用于滤波整流正弦电压的高频成分的第一电容,其特征在于,所述THD衰减器用于通过反馈控制设置不随工艺偏差改变的THD优化设定偏置电压,使得在整流正弦电压的波谷时,所述第一电容上残留电荷达到最小值;所述THD衰减器包括:采样模块,用于采样乘法器输入为零时的输出失调电压信号;双向偏差补偿电压产生模块,用于接收逻辑控制模块产生的两个相反的电压信号,进而产生双向偏置电压信号;第二比较器,用于接收采样模块的输出失调电压信号与所述双向偏置电压信号之和值,并将该和值与所述THD优化设定偏置电压比较,以产生逻辑信号;逻辑控制模块,用于接收所述第二比较器输出的逻辑信号,产生所述两个相反的电压信号。技术领域
本发明涉及功率因数校正(powerxa0factorxa0correction,简称PFC)技术,更具体地说,涉及一种功率因数校正装置、在该功率因数校正装置中使用的控制器和THD衰减器。
背景技术
由于有效功率因数装置(APFD)与电源线供电质量有关,因此对其的要求越来越高。而众所周知的是,大量谐波的注入将导致各种问题,其中包括功率传输效率下降、对其他连接到电源线的单元可能产生的干扰、电压波形失真等。APFD除了可以解决这些问题外,还提供了另一优点,即可增加从电源线汲取的功率级。有效功率因数校正装置(APFCS)中的总谐波失真(THD)的主要贡献是所谓的“交越失真(crossoverxa0distortion)”。交越失真的根本原因在于跨接在桥式整流器之后的电容1C1两端的残余电压。只要AC电压的绝对值低于该残余电压与整流桥二极管1BD1的偏置电压之和,该残余电压将阻滞从桥式整流器流出的电流。在该阻滞期,APFCS相当于非功率因数校正系统。残余电压的大小取决于功率开关管1NMOS的漏极106(参见图1)的总寄生电容的电容值、增压电感121的电感值、AC电压和输出负载1RL。图1示出了用于最小化交越失真的有效功率因数校正装置的现有技术。控制器120通过各个线路104,111,109,105接收反馈信号。信号104为从由电阻1R1和1R2组成的分压器获取的整流电压,并且其波形可用作输入电流的理想形状基准。信号111是来自交越失真衰减器(CDR)的升压电感电流感应信号112和108之和。该信号112可通过感应电阻R8两端的电压降来感应流经升压电感121的电流。CDR在节点108生成的负电压与整流主电压和升压电感121的副边线圈匝数比成比例,该CDR可包括二极管1D2和电容1C4。符号109表示从由电阻1R9和1R10组成的分压器在节点113生成的按比例缩小的升压输出信号。在升压电感121的副边线圈获得的信号105用于监测升压电感121过零交越。接着,控制器120基于这些反馈信号在节点110生成输出信号,该信号可确定功率开关管1NMOS的开关周期。电容1Cdrain是连接在节点106和地之间的等效寄生电容。图2示出了用来通过反馈控制来维持节点113的输出电压恒定的控制器120的原理框图。其包括误差放大器201、乘法器202、比较器203、过零检测器204、RS-触发寄存器205和栅极驱动器206。该误差放大器从节点109或引脚1接收信号,并将接收到的信号与内置基准电压(例如2.5V)进行比较以在节点107或引脚2生成误差信号。乘法器202用于将误差信号与按比例缩小的整流信号相乘以在节点104或引脚3生成整流正弦基准信号2Cr。比较器203将所述整流正弦基准信号2Cr与在节点111或引脚4从CDR接收到的信号进行比较并生成用于控制功率开关管1NMOS关断的逻辑信号。过零检测器204监测来自节点105或引脚5的信号。当发生电压从正到负的突变事件时,也就是发生过零交越时,过零检测器204生成逻辑高信号以设置RS-触发寄存器205翻转到导通功率开关管1NMOS。升压电感电流和其在节点111或引脚4的感应信号在功率开关管1NMOS开启时开始上升。当感应信号电压升至与整流正弦基准信号2Cr相等时,比较器203生成重置信号以重置RS-触发寄存器205使其翻转并关断功率开关管1NMOS。该功率开关管1NMOS保持关断直到下一“过零交越”和开关管开关循环再次开始。现有技术的主要原理是:电容1C1在AC电压的过零交越点完全放电。这可通过在节点111,即在控制器120的电流感应输入引脚4使用负偏移量来人为地增加功率开关管1NMOS的导通时间来实现。该负偏移电压可由CDR引入并且其运行原理如下所述:在功率开关管1NMOS的导通时期,跨越在副边线圈121两端的电压为负,二极管1D2正向偏置以向电容1C4充电。电容1C4可维持与电压的RMS值和副边线圈121的匝数比成比例的负电压。该负电压通过由电阻1R6和1R5组成的分压器在节点111生成并由引脚4提供给控制器120的控制信号进而延长功率开关管1NMOS的导通时期。现有技术的主要缺陷在于,对于不同的集成电路(IC),外部元器件与内部模块存在的工艺偏差会令补偿电压不一致,需要人工调节电阻1R6的阻值以找到最佳方案,不利用生产,并且外置功率因数校正装置需要增加系统元器件,增加成本。因此,需要一种无需外部人工调节并且克服工艺偏差,一致性高的可内置功率因数校正装置。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于,针对现有技术的上述缺陷,提供无需外部人工调节并且克服工艺偏差,一致性高的可内置功率因数校正装置。本发明解决其技术问题所采用的技术方案是:构造一种功率因数校正装置,包括:转换器、与所述转换器连接以获取输入电压的控制器,所述控制器包括用于自动THD优化的THD衰减器;所述转换器包括输入电流检测电阻、功率开关管和输出电路,其中所述输入电流检测电阻、功率开关管和输出电路形成反馈控制回路以维持输出电压恒定;其中,所述输出电路包括输出二极管、输出分压器和输出滤波电容,其中所述输出二极管的阳极连接到所述功率开关管的漏极,阴极连接到所述输出分压器,所述输出分压器按比例缩小输出电压并将所述按比例缩小的输出电压提供给所述控制器,所述输出滤波电容与所述输出分压器并联以滤除开关纹波电压的高频成分并存储DC输出电压;所述转换器进一步包括:桥式整流器,所述桥式整流器连接到AC电压以获得整流正弦电压;整流主分压器,所述整流主分压器连接到所述桥式整流器以按比例缩小所述整流正弦电压以将所述按比例缩小的整流正弦电压提供给所述控制器;第一电容,所述第一电容与所述整流主分压器并联以用于滤波整流正弦电压的高频成分;升压电感,所述升压电感的副边线圈的第一端连接到控制器,所述副边线圈的第二端接地,所述升压电感的原边线圈的第一端连接到所述桥式整流器的输出端,所述升压电感的原边线圈的第二端连接到所述功率开关管的漏极;所述控制器包括:误差放大器,用于将所述按比例缩小的输出电压与预定基准电压的相比较,产生与比较差值相对应的电压误差信号;乘法器,用于将按比例缩小的整流正弦电压与电压误差信号相乘以生成正弦基准信号;第一比较器,将经所述输入电流检测电阻接收到的电流检测电阻的信号与正弦基准信号进行比较以生成设置所述功率开关管导通期的逻辑信号;过零检测器,用于生成边沿逻辑信号以开启所述功率开关管;RS-触发寄存器和栅极驱动器,共同用于生成模拟波形来驱动功率开关管并使得流经所述升压电感的电流波形接近整流正弦电压的正弦波形;THD衰减器,用于通过反馈控制设置不随工艺偏差改变的THD优化设定偏置电压,使得在所述整流正弦电压的波谷时,所述第一电容上残留电荷达到最小值;其中,所述THD衰减器包括:采样模块,用于采样所述乘法器输入为零时的输出失调电压信号;双向偏差补偿电压产生模块,用于接收逻辑控制模块产生的两个相反的电压信号,进而产生双向偏置电压信号;第二比较器,用于接收采样模块的输出失调电压信号与所述双向偏置电压信号之和值,并将该和值与所述THD优化设定偏置电压比较,以产生逻辑信号;逻辑控制模块,用于接收所述第二比较器输出的逻辑信号,产生所述两个相反的电压信号。优选地,所述双向偏差补偿电压产生模块包括压控电压源、电流源、电流沉和第二电容;其中所述电流源和所述电流沉串联,所述第二电容与所述电流沉并联,所述两个相反的电压信号控制所述电流源和电流沉对所述第二电容充电或放电,进而产生偏置电压信号,所述压控电压源接收所述偏置电压信号和固定电压信号,进而产生所述双向偏置电压信号。构造一种在功率因数校正装置中使用并合适用于获得自动THD优化的控制器,功率因数校正装置包括第一电容、输入电流检测电阻、功率开关管、输出电路以及升压电感,其中所述第一电容用于滤波整流正弦电压的高频成分,所述输入电流检测电阻、功率开关管和输出电路形成反馈控制回路以维持输出电压恒定,所述升压电感的副边线圈的第一端连接到控制器,所述副边线圈的第二端接地,所述升压电感的原边线圈的第一端接入经所述第一电容滤波整理后的正弦电压,所述升压电感的原边线圈的第二端连接到所述功率开关管的漏极;所述控制器包括:误差放大器,用于将按比例缩小的输出电压与预定基准电压的相比较,产生与比较差值相对应的电压误差信号;乘法器,用于将按比例缩小的整流正弦电压与电压误差信号相乘以生成正弦基准信号;第一比较器,将经输入电流检测电阻接收到的电流检测电阻的信号与正弦基准信号进行比较以生成设置所述功率开关管导通期的逻辑信号;过零检测器,用于基于所述升压电感的副边线圈的第一端的信号生成边沿逻辑信号以开启所述功率开关管;RS-触发寄存器和栅极驱动器,共同用于生成模拟波形来驱动所述功率开关管并使得流经所述升压电感的电流波形接近整流正弦电压的正弦波形;THD衰减器,用于通过反馈控制设置不随工艺偏差改变的THD优化设定偏置电压,使得在整流正弦电压的波谷时,第一电容上残留电荷达到最小值;其中,所述THD衰减器包括:采样模块,用于采样所述乘法器输入为零时的输出失调电压信号;双向偏差补偿电压产生模块,用于接收逻辑控制模块产生的两个相反的电压信号,进而产生双向偏置电压信号;第二比较器,用于接收采样模块的输出失调电压信号与所述双向偏置电压信号之和值,并将该和值与所述THD优化设定偏置电压比较,以产生逻辑信号;逻辑控制模块,用于接收所述第二比较器输出的逻辑信号,产生所述两个相反的电压信号。构造一种在功率因数校正装置中用于自动THD优化的THD衰减器,功率因数校正装置包括用于滤波整流正弦电压的高频成分的第一电容,所述THD衰减器用于通过反馈控制设置不随工艺偏差改变的THD优化设定偏置电压,使得在整流正弦电压的波谷时,所述第一电容上残留电荷达到最小值;所述THD衰减器包括:采样模块,用于采样乘法器输入为零时的输出失调电压信号;双向偏差补偿电压产生模块,用于接收逻辑控制模块产生的两个相反的电压信号,进而产生双向偏置电压信号;第二比较器,用于接收采样模块的输出失调电压信号与所述双向偏置电压信号之和值,并将该和值与所述THD优化设定偏置电压比较,以产生逻辑信号;逻辑控制模块,用于接收所述第二比较器输出的逻辑信号,产生所述两个相反的电压信号。本领域技术人员知悉,所述THD衰减器适用于前述控制器和前述功率因数校正装置。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明,附图中:图1是现有技术用于最小化交越失真的有效功率因数校正装置的电路原理图;图2是现有技术的PFC控制器的原理框图;图3是根据本发明的有效功率因数校正装置的原理框图;图4是根据本发明的具有内置THD衰减器的PFC控制器的原理框图;图5是根据本发明的THD衰减器的原理框图;图6是THD衰减器的运行波形图;图7a是分别具有不同输入电压Vin和等效寄生电容的图1的现有技术的THD值的示意图;图7b是分别具有不同输入电压Vin和等效寄生电容的图3的本发明的THD值的示意图。
具体实施方式
以下将结合附图对本发明的其它实施例、特征和优点,以及本发明各种实施例的结构和操作方式进行详细描述。在此,本发明的各个实施例仅仅是用于说明而非限制性的。本发明提供了一种具有用于AC-DC功率转换器的功率因数校正的自动THD优化功能的装置。与现有技术不同的是,其无需像图1中示出的现有技术一样,需要对CDR电阻值1R6进行调节,而是提供了一种可解决APFCS中交越失真的新的技术方案。该内置THD优化功能使得整个装置能够准确地偏置于设计的电压以用于THD优化,无需外部人工调节并且克服内部工艺偏差,一致性高。该装置和方法的运行原理如下所述。图3是根据本发明的有效功率因数校正装置的原理框图。其中所包括的控制器320的原理框图如图4所示。该装置可包括整流桥3BD1、滤波电容3C1、由电阻3R1和3R2组成的整流主分压器、电容3C3、升压电感321、控制器320、功率开关管3NMOS、电感电流感应电阻3R8、输出二极管3D3、输出电容3C5、由电阻3R9和3R10组成的输出分压器、连接在节点306和地之间的等效寄生电容3Cdrain。由于THD优化是由控制器320的内置功能,因此在该实施例中,无需图1中示出的CDR电路。整流桥3BD1接收输入AC电压,并在节点302输出整流正弦电压。连接在整流桥3BD1的输出端的滤波电容3C1可用于滤除该整流正弦电压的高频成分。由电阻3R1和3R2串联组成的整流主分压器与所述滤波电容3C1并联以按比例缩小该整流正弦电压,并通过引脚3将按比例缩小后的整流AC电压提供给控制器320。所述升压电感321的原边线圈的一端连接到整流桥3BD1的一个输出端,另一端连接到功率开关管3NMOS的漏极,其副边线圈一端接地,另一端连接到控制器320的引脚5。所述功率开关管3NMOS的栅极连接到控制器320的引脚7,源极连接到控制器320的引脚4,并通过电感电流检测电阻3R8接地。输出二极管3D3的阳极连接到所述功率开关管3NMOS的漏极、阴极连接由电阻3R9和3R10串联组成的输出分压器。电容3C3连接在所述控制器320的引脚1和2之间,所述控制器320的引脚1同时连接到所述输出分压器的电阻3R9和3R10之间。所述控制器320的引脚6接地。该功率开关管3NMOS和具有副边线圈的升压电感321形成高频升压转换器。如图所示,当功率开关管3NMOS导通时,升压电感321存储能量,当功率开关管3NMOS关断时,升压电感312向输出电容3C5和负载3RL释放能量。输出电容3C5可用于虑除开关纹波电压的高频成分并存储DC输出电压。节点313输出的恒定DC输出电压由DC输出反馈控制回路340维持,该DC输出反馈控制回路340包括开关管3NMOS,输出二极管3D3,电感电流检测电阻3R8,由电阻3R9和3R10组成的输出分压器以及控制器320中的误差放大器401,乘法器402,比较器403,过零检测器(ZCD)404,RS触发寄存器405和栅极驱动器406(参见图4)。其工作过程如下:误差放大器401从引脚1接收信号,并将该信号与内置基准信号VREF(如2.5V)进行比较,进而在引脚2生成误差信号307。乘法器402在引脚3接收由整流分压器的整流电子3R1,3R2引入的按比例缩小的整流正弦电压304和误差放大器401的输出误差信号307,将两者相乘,输出正弦基准信号4Mo。该正弦基准信号4Mo与AC电压的RMS值及引脚2的误差信号307成正比。由于乘法器电路复杂受工艺偏差与匹配失调影响较严重,在乘法器输入为零时,输出并不为零,而是一个不确定数值的失调电压Voff1,因此乘法器402的输出应为Mo+Voff1。THD衰减器407采样乘法器402为零输入时的输出误差Voff1,输出信号Voff2,令Voff2=Vr-Voff1,而Vr为一与温度无关的固定值(如33mV)。THD衰减器407的输出Voff2与乘法器402的输出Mo+Voff1之和Mo+Vr构成比较器403的正弦电流基准信号。比较器403将其与来引脚4的信号进行比较以生成用于功率开关管3NMOS关断控制的逻辑信号。过零检测信号检测来自5脚的信号305,当在5脚检测到一个由正到负的电压突变时或所谓过零交越时,过零检测器404生成逻辑高信号来设置RS-触发寄存器405翻转并驱动功率开关管3NMOS导通。升压电感电流及引脚4的检测信号312随功率开关管3NMOS的导通而不断升高,直到检测信号312与正弦基准信号Mo+Voff1相等时,比较器403产生清零信号使RS-触发寄存器405清零,从而关断功率开关管3NMOS。该功率开关管3NMOS保持断开,直到下一个过零交越,开关管开关循环再次开始。在稳态时,误差信号307的电压值与功率开关管3NMOS的开关周期由输入AC电压与输出负载3RL决定。THD优化可通过在DC输出反馈控制回路340的任一位置增加合适的偏置电压信号来实现,这样当AC电压接近零电压时,增加的偏置电压强制电流流过升压电感,从而电容3C1两端的残余电压可降至最低值,从而实现系统THD优化。THD衰减器407是实现图3中示出的系统实现内置自动THD优化的关键器件。图5和图6分别示出了THD衰减器的功能框图和工作原理。如图5所示,THD衰减器包括采样模块501,双向偏置补偿电压产生模块502,比较器503,逻辑控制模块504。其中所述双向偏置补偿电压产生模块502包括电流源5I1、电流沉5I2、电容5C1和压控电压源5021。其中,电流源5I1和电流沉5I2串联,电容5C1和电流沉5I2并联。THD衰减器407接收乘法器的输出Mo+Voff1,通过采样模块501采样出乘法器输入为零时的输出失调电压Voff1。双向偏置补偿电压产生模块502接收逻辑控制模块504的两个相反的电压信号VH与VL,控制电流源5I1与电流沉5I2对电容5C1进行充放电,产生偏置电压信号Va,压控电压源5021接收偏置电压信号Va与固定电压信号Vb的差值(如2.5V,本领域技术人员可以按照需要进行设置,在此不限于2.5V),产生双向偏置电压信号Voff2作为THD衰减器的输出。比较器503接收采样模块501的输出Voff1与双向偏置补偿电压产生模块502输出的双向偏置电压信号Voff2之和Voff,将Voff与THD优化设定偏置电压Vr相比较,产生逻辑信号Vg。逻辑控制模块504接收比较器503输出逻辑信号Vg,产生两个相反的电压信号VH与VL。双向偏置补偿电压产生模块502输出的双向偏置电压信号Voff2由THD优化模块407的反馈环路决定。工作过程如下,参见图6:当Voff比THD优化设定偏置电压Vr高时,比较器503输出Vg为逻辑信号低,通过逻辑控制模块504产生两个相反的电压信号VH与VL,此时VH控制电流源5I1断开,VL控制电流沉5I2导通,对电容5C1进行放电,调节偏置电压信号Va电压低于固定电压信号Vb,通过压控电压源5021控制减小双向偏差补偿电压产生模块502的双向偏置电压信号Voff2,实现反馈控制。当Voff比THD优化设定偏置电压Vr低时,比较器503输出Vg为逻辑信号高,此时电压信号VH控制电流源5I1导通,电压信号VL控制电流沉5I2断开,对电容5C1进行充电,调节偏置电压信号Va高于固定电压信号Vb,通过压控电压源5021控制加大增加双向偏差补偿电压产生模块502的双向偏置电压信号Voff2,使得Voff与THD优化设定偏置电压Vr相一致,在THD优化设定偏置电压Vr附近只有很小幅的波动。这样双向偏置电压信号Voff2可表示为Vr-Voff1,乘法器的输出失调电压Voff1与THD衰减器的输出Voff2之和,即系统THD优化偏置电压Vr将不随工艺偏差,匹配失调而变化,一致性高。THD衰减器输出与乘法器输出之和Mo+Cr为正弦基准信号,该信号可用于比较器403。比较器403使用该信号来设置功率开关管3NMOS的关断时间点,这样可令桥式整流器后的电容3C1两端的残余电压降至最小,减小交越失真,实现THD优化。图7a和图7b是分别具有相同输入电压,不同等效寄生电容,不同芯片的图1现有技术的THD和图3本发明的THD的值的示意图。对于图1所示电路,不同芯片之间由于内部工艺偏差与失调影响,THD优化值差异较大。而对于图3本发明的电路,该内置系统能够克服工艺偏差与失调影响,设置合适的固定偏置电压对系统进行THD优化,效果更好,且不同芯片之间THD优化结果基本一致,利于生产。虽然本发明是通过具体实施例进行说明的,本领域技术人员应当明白,在不脱离本发明范围的情况下,还可以对本发明进行各种变换及等同替代。因此,本发明不局限于所公开的具体实施例,而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。